适用于中国ETC系统的拥有10A的干扰感知唤醒接收器的5.8-GHz专用短程通信收发器外文翻译资料

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适用于中国ETC系统的拥有10A的干扰感知唤醒接收器的5.8-GHz专用短程通信收发器

摘要——本文展示了适用在中国电子停车收费系统终端的拥有10微安干扰感知唤醒接收器的一种完全集成的5.8GHz专用短距离通信收发器，该系统有较低的待机操作以及电流消耗。当所提出的高功率ASK调制器延伸输出动态范围处于低功率消耗范时，为了减少电损耗，使用升压方法的高增益射频包络检测器被提议使用在唤醒接收器和接收器上。此外，基于延时带通滤波器被应用在唤醒接收器上，滤掉了汽车上的干扰，因此通过减少虚假唤醒的可能性增加了电池的使用寿命。所提及的收发器，使用0.13微米CMOS技术的2.8mm芯片以达到5.8GHz的目标频率范围。测得的唤醒接收器和接收器的灵敏度分别为-44和-61dBm，在3.3伏电压的供应下，二者散逸电流分别为10微安和19毫安。发射器在46毫安的工作电流下呈现正常的 5dBm输出功率。

1.介绍

近来，ETC系统已被广泛使用在机动车辆上。ETC系统使用5.8GHz的DSRC频道，给OBU和RSU提供了高速无线电通信链。在中国的普通配置里，唤醒接收器是由电池驱动的OBU托管，如图Fig.1，因此先前在笔者工作中展示的DSRC收发器不能被运用在中国的OBU，即便其性能非常出色，因为其大约150毫安的高电流散逸和唤醒接收器的缺少。此外接收器应当有能力接收5.83和5.84GHz的频道。从而包络检波器为基础的相较频率转换结构更受欢迎，因为锁相环和自动频道扫描电路是双信道接收里不可缺少的。大多数唤醒接收器采用简单的射频包络检波器使用肖特基二极管或者场效应晶体管操作与若反转区域。然而这些唤醒接收器既不滤掉干扰，有同时将输入信号放大，因此容易受到来自无线设备和移动电话的高功率干扰。尽管很多中国DSRC收发器的研究被报道过，但是没有一个对研究对高功率干扰和虚假唤醒提供解决办法。此外，之前的研究表明其他的问题需要重新解决，例如，弱唤醒，接收器灵敏度不符合中国的标准，以及OBU中线形功率放大器过多的操作电流到目前为止，除了笔者目前所做的研究之外，没有找到关于完全集成ETC系统收发器芯片的报告。

此篇文献展示了带有符合中国ETC系统的所有特殊需求的唤醒接收器的完全集成低电流CMOS收发器。对此收发器，高增益射频包络检波器被建议使用到唤醒接收器和接收器里信噪比的提升，以确保高功率ASK调制器在节省能耗的同时发送器的动态范围不会减少。此外，被提及的低功率基于带通滤波器的延迟代替了传统的唤醒接收器里的RC滤波器最终使得尖锐干扰滤波不需要外部外部声表面波滤波器。这份报告被组织如下。第二章节，中国ETC系统的唤醒接收器的设计细节会被讨论以便于更好的理解。第三部分，描述了被提及的收发器架构。第四部分，描述被提及收发器的应用细节。第五部分，总结对该收发器的性能测试结果，并与之前的工作结论相比较。第六部分，对此篇报告作结。

2.中国ETC系统的唤醒接收器的设计问题

1. 在唤醒接收器中的待机电流

假设中国的ETC系统终端每天处理量为10次，则其平均保养期时限预计超过两年，然而由于商业化的需求，市场需要的是可保养年限为五年，规格1000-2000毫安时，3.6伏锂电池，所以低功率消耗的唤醒接收器的应用成为DSRC系统设计的关键性问题。OBU所需的待机电流由公式1：

导出，参数在表1中被定义，1000毫安时的待机电流大致计算结果为22微安。将实际的电池寿命时间作为参数代入公式1计算，预计的五年内总使用时间为1.5小时，约合电池寿命的百分之0.003.由此可见在唤醒接收器里的待机电流消耗直接决定了电池的使用寿命。

B.虚假唤醒

除了唤醒接收器中的低待机电流，我们还需要减少虚假唤醒的次数。虚假唤醒出现在各种各样的干扰没有被足够过滤的情况下，错误的激活了接收器，可见Fig.2。由于接收器有着比唤醒接收器更高的电流消耗，因此增加虚假唤醒的次数会毫无疑问的减少电池的使用到寿命。电池寿命包含虚假唤醒后的公式可见公式2.

由公式可推导，如果每天虚假唤醒1000次，那么电池的使用寿命会减少百分之31.4。因此除了减少待机模式的电流虚假唤醒也应当被降低到最小以增加电池的使用寿命。依照14，干扰的功率等级应当大致低于0dBm以避免OBU的虚假唤醒。然而来自于OBU周围的WLAN，手机，和蓝牙的干扰的功率等级高达 13dBm。基于两种机械的不同，这些干扰以伴随振幅差的信号传播：由功率放大器PR在激活模式下运行产生的AM信号和传输与接收带有时间差从而产生的OOK信号。各个无线通信系统的频率差已在16-23中深入分析阐述过，AM/OOK信号干扰的频率分配也在fig2中以图表进形势行了总结。不幸的是，CDMA的导频音和LTE的符号率有15-kHz的包络信号，非常接近中国ETC系统的唤醒模式的过滤频率14-kHz。于是中国ETC系统终端的唤醒接收器应当采用虚假唤醒减少法以保护OBU不受干扰。

C.失调电压和噪音与信噪比最低需求

中国的DSRC基准里，FM0被用来数字编码。由于FEC在FM0调制里不被采用，误差在比较仪中直接输出，降低了系统的BER。噪音和失调电压在比较仪的输入

端会出发比较仪，最终导致虚假唤醒。因此，比较仪应当被设计成滞后结构，以确保不受噪音与失调电压的影响。Fig3a说明比较仪传输特点包含受到失调电压

和噪声电压的影响。比较仪的滞后电压应该大于因装置不匹配而产生的噪音和失调电压的总和，在公式3中：

西格玛n是噪声电压，繆os是平均失调电压，西格玛os是失调电压的基准差。对于10的负五次方出错率是中国的国家标准要求，公式中的系数阿尔法应当约为4.27。Vhyst，Vos和Vn应当由阿尔法值和公式三决定。

与此同时，常见的ASK解调器的占空比要求在百分之四十到六十之间，即使允许的占空比取决于调制解调器的工作性能。图三展示了示例比较仪在正弦输入噪音和失调电压时占空比在0.4到0.6之间的输出波形。假设正弦信号Vin在比较仪输入端可由公式Vin(t)=Asin(2pi;ft），如图fig3b，比较仪的最低电压大小Amiu输入后与要求占空比下的输出值Vout可以通过0.4到0.6的空占比被建立成正弦余弦的派生关系。

另外，磁滞比较器被设计用来将检测到的包络信号转换为数字比特流。

C.发送器

1. 发送器包括一个麦克风，一个PSF，一个VIC，一个功率放大器和一个分数锁相环，如图所示。5和5.8GHz的LO信号直接从具有集成三阶回路滤波器的分数锁相环传播出去。由于功率放大器产生大量的可能导致对VCO[27]频率牵引产生影响的射频转换噪声，在11.6GHz设计了振荡器并添加了分频器和LO缓冲器。在发送器中，一个数据速率为512kb/s的FM0编码的1比特数据流被一个具有0.5-1.0可变索引和一步长0.5的ASK穿过MAC块调制。带宽可控的三阶高斯LPF被设计来调节ASK调制的发射信号的带宽。
2. VIC：本VIC块将调制电压信号转换成电流，并通过镜像操作设置自适应LO缓冲器和功率放大器的偏置电流。图14。显示出在维也纳国际中心的示意图与1/R的跨导。假设由一个理想的ASK输入信号，如图14的正输入电压Vin＋总是大于负输入电压Vin-。然而由于非理想的因素，如直流偏移使得相反的情况发生从而导致了异常操作。为了保证正确操作VIC，即为负偏移电压Vin,os产生的负偏移电流Iin,os提供一条道路，在跨导级路径添加了一个人为偏移电流Ios。由于跨导阶段的Ios通过限制最小功率减小了输出功率的线性动态范围，使得相同的Ios也在输出阶段被减去。
3. 高功率自适应-LOASK调制器：如在图5的发送器部分看到的那样，我们采用了高功率ASK调制器结构，以尽量减少工作电流消耗。然而，传统的高功率ASK调制器不是专门为中国ETC系统较差的线性动态范围准备的：它要求的发送器中动态范围为26分贝。在一常规的高功率ASK调制器，如图15（a）所示,大的LO开关在最大输出摆幅方面要合适，因为它将M1的VDS漏-源电压最小化。然而，如图15（a）中，在山谷区时输出节点处的LO泄漏，VLO泄漏，影响输出功率水平，最后歪曲了输出信号的调制指数从而限制了动态范围。

为了解决这个问题，在输出信号的包络与调制信号的幅度成正比的地方施加一个自适应LO在功率放大器中切换。因此，输出量大的时候，一个大的LO信号使得导通电阻最小来增加最大可用输出，而对于小的输出，一个小的LO信号在输出时LO泄漏的值最小，可以避免低谷处的失真。图15（b）显示出ASK调制输入功率与输出功率都是常规的建议使用功率放大器。

如图15（b）所示，采用自适应LO信号可以放大功率放大器从(P1db-Pmin-PVDS,sat-PLO,leak)到(P1db-Pmin)的输出动态范围，在P1db,Pmin,PVDS,sat和PLO泄漏都是在功率放大器的1dB压缩点的地方，ASK调制输出信号的低谷电源，VDS，sat的功率损耗和VLO的漏出功率分别泄漏。

分析图20.可以知道唤醒接收器表现出比接收器大的变化，因为比较器变化的电压对灵敏度的影响更大。

图22显示出该唤醒接收器的测量灵敏度作为调制频率的函数，图22（a）中，用无源滤波器的唤醒接收器表现出大约每50千赫3分贝的带宽。可以观察到，该滤波器不能充分地抵抗其慢频率的干扰。该基于带通滤波器的延迟的测量的频率响应显示出在10-30千赫，是如图12中几乎与模拟结果的截止特性相匹配的一个通带。从图22（b）可看出，图7中除了贴片天线的频率特性之外，三个平行谐振电路产生的额外的10分贝可以降低WCDMA系统的15千赫的导频音存在时载波频带的敏感性。

图23显示出唤醒接收器电流耗散的细节。射频包络检波器消耗约70％的待机电流，而基于带通滤波器的延迟仅仅消耗非常低的亚微安的电流。经测量唤醒接收器的待机电流约为10A，这比在第二部分中描述的22A示例情况下的更低。

图24显示出该唤醒接收器在有或没有基于带通滤波器的延迟和/或-谐振陷阱各种干扰时的假唤醒响应。图24（a）显示出WLAN和蓝牙导致的假唤醒非常好的抵抗了基于带通滤波器的延迟计数器值三次以上。然而，图24（b）显示出WCDMA和LTE正交频分复用的导频音（OFDM）信号不完全由基于带通滤波器的延迟单独除去。无论基于带通滤波器的延迟的计数器值如何，WCDMA的假唤醒信号都会出现，并且存在的频率范围在0.5-46赫兹

之间。由于WCDMA系统的干扰，且假唤醒的发生频率被限制在大约0.06赫兹和10A备用电流，OBU的寿命将不到五年。然而，通过图七所示陷波滤波器后WCDMA信号的假唤醒停止了。与此相反，图24（b）还显示出从LTE系统假唤醒的数目取决于基于带通滤波器的延迟的计数值。由于LTE的15千赫的包络信号具有随机概率[14]，增加计数器值进一步降低了假唤醒概率。如果计数器值大于11，假唤醒次数在五年寿命之内。图24显示，与常规的只有无源滤波器的唤醒接收器相比，装有陷波滤波器的基于带通滤波器的延迟能更有效地减少假唤醒。

表II概括了所提出的唤醒接收器与其他先前报道的作品[3]，[5]-[7]抗干扰问题的对比。从表Ⅱ中可看出，射频前端通常采用外部声表面波滤波器和一些基带analog-或数字电路的技术。在[5]中，前导检测电路类似提出的基于带通滤波器的延迟的HPF，是使用滤波器来实现除去全球移动通信系统中的（GSM）OOK信号的。在[6]中提出了低电流窄带IF滤波技术，但并没有描述实施细节。在[7]中，一个具有由于相关处理而导致唤醒延迟缺点的，具有64位的预定唤醒模式的相关电路被采用以提高灵敏度和降低错误唤醒概率。在[3]，微小的电子系统（MEMS）技术被用于实现高前端滤波器，但它的性能可能不足够或足以适和于抵抗大功率干扰。表II中的数据表明，所提出的抵抗干扰的方法比先前报道的方法更加简单而有效，同时在5.8千兆赫这个更高的工作频率下有更加合理的待机电流耗散。

图25显示发送器的测量输出功率范围的最高数据速率为512kb/s。发送器的测量峰值输出功率为约5dBm，相邻的信道功率（ACPR）约为59dBc。发送器的最大和最小输出功率范围示于图26.输出1dB压缩点为约 8dBm。由于标称输出功率是 5dBm时，存在大约3分贝退避的余量。如图26在输出谷功率由于直流偏移和LO泄漏产生大的变化，从而导致

在调制指数的错误。在图26，可用的调制指数范围提高到92％，因为线性输出功率范围约为28分贝。图27显示范围从45％至92％足以满足50％-90％的标准的要求。这项措施调制指数误差小于10％。

5.8GHz的DSRC收发器的整体性能被概括在表III中用来与要求[1]和作者之前作品[2]，[12]作比较。虽然一些公司已经为中开发国ETC系统收发器集成电路（IC）[28]，[29]，但在作者最大的认知范围内，还没有出版中国ETC系统芯片完全集成的解决方案，在这项工作中，相比[12]，唤醒接收器的待机电流通过漏电流，和附加分频器使发送器电流增加约6毫安分配给11.6GHz的VCO以减轻LO-拉动问题[27]降低至10UA。在标准要求[1]和表I的示例参数的基础上，这项工作的电池寿命估计约为10.8年，大约为需求时长的两倍。考虑到虚假唤醒次数的显著减少，通过采用图24所提出的基于带通滤波器的延迟，这种收发机预计最快将在五年内完全实现。

VI。结论

本文提出了一个包括在标准的130纳米CMOS工艺下中国ETC系统终端唤醒接收器在内的一个完整的5.8GHz的DSRC收发器。在唤醒接收器中，高增益的射频包络检波器使用升压技术，低电流的基于带通滤波器的延迟使信噪比改善并显著减少待机电流，因此电池寿命增加约高达10年。同时，

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