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太赫兹波段硅微机械标准E面和H面带通滤波器

Carlos A. Leal-Sevillano，IEEE 学生成员，Theodore J. Reck，IEEE 成员，Cecile Jung-Kubiak，Goutam Chattopadhyay，IEEE 研究员，Jorge A. Ruiz-Cruz，IEEE 高级成员，Jos R. Montejo-Garai 和 Jes sM. Rebollar

摘要

本文介绍了几种工作在 WR-1.5 频段 (500～750 GHz) 的带通滤波器。采用深反应离子刻蚀 (DRIE) 硅微机械加工工艺制备滤光片。实现了两种基于E面和H面的标准滤波器拓扑。本工作有两个具体目标：a）获得重要的制造工艺参数，如公差、垂直角、表面粗糙度和重复性；b）验证波导滤波器在太赫兹波段的正确工作。实验结果表明，对于E面和H面拓扑，插入损耗分别优于 10 dB 和大约1和2.5 dB（对于6个分频带宽）。所得结果与2mu;m的制造公差和高达3ordm;的垂直角偏差一致。

图 1. (a) H 面滤波器的 SEM 图像。(b) E 面滤波器的 SEM 图像。输入矩形波导的尺寸为 400 times;200mu;m。(c) 部分制作的滤波器的一半。(d) 其中一块的细节。

一、前言

使用高速立铣刀的精密金属加工技术可以达到大约5mu;m的典型公差。即使是3 mu;m公差也可能以牺牲非常高的成本为代价[1]。对于在 WR-1.5 频段 (500-750 GHz) 内的大多数宽带波导组件的设计，所制造尺寸至少需要5mu;m个精度。此外，对于高性能操作，要求公差低至2 THz。这个问题变得更糟，当处理更高频率达太赫兹或与强共振结构，如波导滤波器。为了提高精度，硅微加工技术已经成为一种非常有吸引力的替代方法。低成本、高精度、批量处理能力是该技术的主要优势。

有不同的微机械加工技术，可用于制造这些设备在太赫兹频率。其中包括基于光刻胶材料的技术，如SU-8[2]和LIGA[3]，以及基于硅蚀刻的工艺，如DRIE[4],[5]。用这些微机械加工技术实现的第一个波导组件是宽带结构，如耦合器[6]。最近，简单波导滤波器已提出与LIGA 进程高达300千兆赫和与DRIE[7]高达570千兆赫。波导滤波器是谐振器件，因此对制造公差非常敏感。带宽越窄，插入损耗和对制造公差的灵敏度越高。因此，这些装置更适合用于实验验证微机械加工工艺。此外，成功的实施将打开在太赫兹频率下附加无源组件的可能性。

在这篇文章中，我们报导我们的工作在波导过滤器用 DRIE 硅微机械加工过程被制作。为了在整个WR-1.5 频带内探索和验证该工艺，给出了几种具有不同滤波器拓扑、中心频率和分数带宽的设计。

二、滤波器设计

标准带通滤波器基于直接耦合共振电路[8]。巴特沃斯和切比雪夫电响应可以用这些拓扑实现。此外，电路值可以通过之前的介绍的众所周知的合成技术获得[9]。不同的物理实现在矩形波导技术是可能的。我们对滤波器使用了两种简单的拓扑结构，E面（带电容虹膜）和H面（带感应虹膜），参见图1 (a) 和 (b)。它还允许我们探索E和H平面分块设计及其性能。

滤波器的初始尺寸由电路值通过全波模拟获得。虹膜的等效电路可以建模为E面虹膜的并联电容和H面虹膜的并联电感。根据这些等效电路，调整每个虹膜的高度和宽度，以实现腔之间所需的耦合。所有虹膜的厚度均设定为80mu;m。另外一个波导部分包括在等效电路的虹膜，以说明其有限的厚度。在所设计的滤波器中，采用谐振模式，在滤波器的中心频率处产生半波长的初始腔长。通过 irises 模拟获得的值校正每个腔的长度。请注意，感应虹膜更正较短的腔长度和电容虹膜到较大的长度。最后，对完整滤波器进行了全波优化。在H面滤波器的情况下，使用了对称虹膜，尽管也可能使用非对称虹膜设计。对于E面情况，为了获得所需的中等波导高度的耦合，使用了非对称虹膜。不同设计的滤波器规格总结在表I中。对于全波模拟，使用了基于模式匹配技术的内部计算机辅助设计。对于 E 面滤波器，仅在结构中生成模式（或替代模式）。对于H平面滤波器，仅生成模式。模式匹配技术特别适用于 E 面和 H 面拓扑，收敛速度快，结果准确。给出了不同设计滤波器的全波响应。

表I

不同滤波器的规格。所有设计均为 5 极切比雪夫滤波器

制作与测量

使用[10]中描述的DRIE微机械加工工艺制造过滤器。所述滤波器在所述矩形波导的中间被分割成两个相同深度的等份。每两半都是用紫外光刻和干法蚀刻而成的。之后，在所有波导上溅射一层金层。

金属化并释放碎片后，组装不同的过滤器。使用特殊形状的硅压缩针（见图 1 (d)）对准每个滤波器的两半。的口袋的形状硅压缩针可以看到），然后两件是位于两个金属块之间，如[11]所述。使用这些-引脚，在低于1mu;m的两半之间的 amisalignment 被获得。使用配有VDIWR-1.5 频率扩展装置的 Agilent PNA-X 向量网络分析仪(VNA) 进行测量，并使用TRL校准。

图 2. (a) 表 I 中滤波器 1 的测量和模拟。(b) 带通中传输的详细信息。在模拟中使用了等效电导率3times;10⁷(S/m)。

图 3. (a) 表 I 中滤波器 2 的测量和模拟。(b) 带通中传输的详细信息。在模拟中使用了等效电导率3times;10⁷(S/m)。

四、结果与讨论

图2和图3显示了表 I 中两个E面滤波器（滤波器1和2）的测量结果。它们显示了模拟和测量之间非常好的一致性。回波损耗降低至10 dB 的原因是测量的制造尺寸公差为2mu;m。还测量了垂直壁，与90的偏差约为2mu;m。该角度是测量中呈现的小频率偏移的主要原因。根据插入损耗测量，获得了等效电导率。该值接近金的标称电导率，这意味着在制造中达到了非常好的 rms 表面粗糙度。插入损耗结果极佳，并与最佳可实现金属机加工工艺相当。

表I中滤波器3和4的测量结果如图4和图5所示。在这种情况下，偏差为③ 在垂直壁测量。使用该值的模拟解释了在测量中观察到的 10 GHz 频移。这些结果还表明，H 面拓扑比 E 面拓扑对垂直壁的倾角更敏感。部分原因是由于虹膜较厚，长度校正后获得的腔较短。再次测量到与标称尺寸的偏差为2mu;m，这解释了10 dB 的回波损耗。滤波器3和4的等效电导率分别为和。由于使用的金属涂层工艺与E面过滤器相同，等效电导率方面的退化可归因于H面分裂中断电流。以更高频率为中心的滤波器获得的较低电导率也验证了这一点。我们认为，使用热键合技术可以避免H平面中的空气间隙问题。

应该指出的是，图2中的测量C5在硅片的输入输出处具有参考平面，见图1 (d)。因此，在测量中包括滤波器输入和输出处大约5 mm 的额外长度。

图 4. (a) 表I中滤波器3的测量和模拟。(b) 带通中传输的详细信息。在模拟中使用了等效电导率7times;10⁶(S/m)。

图 5. (a) 表I中滤波器4的测量和模拟。(b) 带通中传输的详细信息。在模拟中使用了等效电导率4times;10⁶(S/m)。

五、结论

在这篇文章中，几个波导过滤器在500到750千兆赫的频带已经提出。基于电容和电感虹膜的E平面和H平面的标准几何形状都已被使用。提出了不同的分数带宽和中心频率设计，旨在充分探索整个WR-1.5频带。

滤波器表现出高性能和低插入损耗。此外，还得到了E面滤波器和H面滤波器的公差为2mu;m，垂直于2ordm; 壁和3ordm;壁的偏差。垂直壁的倾角已被证明是一个非常重要的制造参数，导致在一些滤波器频移。然而，his可以通过利用微机械加工技术的批处理能力并针对略有不同的锥角设计相同的器械来进行补偿。

结果表明，在WR-1.5 波段工作的波导滤波器可以采用硅微加工技术制作。这些太赫兹波段的新组件可用于增强无源子系统的能力和性能。

参考文献

[1] P. J. Bruneau, H. D. Janzen, and J. S. Ward, “Machining of terahertz split-block waveguides with micrometer precision,” in Proc. 33rd Int. Conf. Infrared, Millimeter Terahertz Waves, 2008. IRMMW-THz 2008, Sep. 2008, pp. 1–2.

[2] C. A. Leal-Sevillano, J. R. Montejo-Garai, M. Ke, M. J. Lancaster, J.

[3] A. Ruiz-Cruz, and J. M. Rebollar, “A pseudo-elliptical response filter at W-Band fabricated with thick SU-8 photo-resist technology,” IEEE Microw. Wireless Compon. Lett., vol. 22, no. 3, pp. 105–107, Mar. 2012.

[4] J. R. Stanec and N. S. Barker, “Fabrication and integration of microma- chined submillimeter-wave circuits,” IEEE Microw. Wireless Compon. Lett., vol. 21, no. 8, pp. 409–411, Aug. 2011.

[5] P. Kirby, D. Pukala, H. Manohara, I. Mehdi, and J. Papapolymerou, “Characterization of micromachined silicon rectangular waveguide at 400 GHz,” IEEE Microw. Wireless Compon. Lett., vol. 16, no. 6, pp. 366–368, Jun. 2006.

[6] Y. Li, I. Mehdi, A. Maestrini, R. H. Lin, and J. Papapolymerou, “A broadband 900-GHz silicon micromachined two-anode frequency tripler,” IEEE Trans. Microw. Theory Technol., vol. 59, no. 6, pp. 1673–1681, Jun. 2011.

[7] Y. Li, P. Kirby, O. Offranc, and J. Papapolymerou, “Silicon micro- machined W-band hybrid coupler and power divider using DRIE technique,” IEEE Microw. Wireless Compon. Lett., vol. 18, no. 1, pp. 22–24, Jan. 2008.

[8] K. Leong, K. Hennig, C. Zhang, R. N. Elmadjian, Z. Zhou, B. S. Gorospe, P. P. Chang-Chien, V. Radisic, and W. R. Deal, “WR1.5 silicon micromachined waveguide components and active circuit integration methodology,” IEEE Trans. Microw. Theory Technol., vol. 60, no. 4, pp. 998–1005, Apr. 2012.

[9] S. Cohn, “Direct-coupled-resonator filters,” Proc. IRE, vol. 45, no. 2, pp. 187–196, Feb. 1957.

[10] G. L. Matthaei, L. Young, and E. Jones, Microwave Filters, Impedance- Matching Networks, and Coupling Structures. Dedham, MA: Artech House, 1980, vol. 1964.

[11] C. Jung-Kubiak, J. Gill, T. Reck, C. Lee, J. Siles, G. Chattopadhyay,

[12] R. Lin, K. Cooper, and I. Mehdi, “Silicon microfabrication technolo- gies for THz applications,” in Proc. IEEE Silicon Nanoelectron. Wkshp (SNW), Jun. 2012, pp. 1–2.

[13] T. Reck, C. Jung-Kubiak, J. Gill, and G. Chattopadhyay, “Measure- ment of silicon micromachined waveguide components at 500 to 750 GHz,” IEEE Trans. Terahertz Sci. Technol., submitted for publication.

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