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一种用于方向图分集的紧凑型双模超材料环形天线

Yi Zhang, Student Member, IEEE, Kunpeng Wei, Zhijun Zhang, Fellow, IEEE, Yue Li, Member, IEEE, and Zhenghe Feng, Fellow, IEEE

摘要：本文提出了一种新颖的用于方向图分集的双端口双模超材料环形天线的设计方案。提出的基于超材料的环形天线由一个周期加载的电容式圆弧条和两个具有馈电网络的独立端口组成。与mzr天线相似，本文提出的周期加载电容环天线允许沿环路的电流保持相同的相位和均匀性。利用混合馈电网络，超材料环形天线的奇偶模式有效地实现了天线的方向图分集。通过全波仿真和实验验证了该天线的工作原理和性能。

关键词：偶数模式，环形天线，奇数模式，方向图分集，可重构方向图。

一、引言

近几年来，随着无线通信技术的飞速发展，室内无线接入点和城市无线接入点不断增加。在这种环境下，可能会发生严重的多径传播。这种传播现象影响信噪比，导致信号失真。为了减少无线接入点对多径无线电波破坏性干扰的脆弱性，可以采用分集技术[1]，[2]。有几种分集技术，如空间分集、极化分集和辐射方向图分集。空间分集使用两个或多个在空间中分开的天线进行接收或传输。无线接入点的空间分集需要宽的天线间距才能正常工作。极化分集可以补偿由于多径效应造成的极性化损失[3]。方向图分集还可以通过改变辐射方向图来补偿来自不同信道的信号接收。

为了改变辐射方向图，我们采用了两种主要的技术，一种是光电侦察技术，另一种是多天线技术。获得可重构图形的方法有很多，如变容管、管脚二极管和射频微机电系统(RF-MEMS)开关[4]-[6]。与相控阵类似，像[7]-[9]中一样，辐射方向可以通过控制振幅和相位来改变。然而，这些方法还不足以达到所需的天线效率。通过使用多天线，可以很容易地改变方向图[8]。然而，在使用这种方法时，天线必须占用相对较大的面积。

近年来，用于微波应用的基于周期结构的左手超材料(LHMS)的研究进展迅速，以提高天线的性能。LHMs具有许多独特的特性，例如支持基本的后向波(相反的群速度和相速度)。零传播常数（beta;=0）与非零群速度在零阶共振(ZOR)。尺寸小于制导波长的LMHS由于天线尺寸的最小化[10]、[11]而引起了广泛的关注。在我们先前的工作[12]中，我们利用零阶共振理论，对构成环形天线的几个弧形条进行了新的设计，以获得水平极化全方位辐射模式。

在本文中，我们提出了一种新颖的用于方向图分集的紧凑型双模元材料天线。利用混合馈电网络，提出的基于元材料的环形天线的偶模和奇模都具有方向图和极化分集。此外，它具有结构简单、体积小、制造成本低、性能优良的特点。

二、天线设计——操作原理

拟议天线结构

采用单层基板的微带技术中的天线如图1所示，尺寸见表一。其材料参数为：相对介电常数为2.65，损耗常数为0.002，厚度为0.002。该天线由一个周期加载的电容式电弧条和一个环形电路，以及两个具有混合进给网络的独立端口组成。周期电容加载是通过在每个弧带线段的末端增加交错的耦合线来实现的。交错的耦合线周期性地将串联电容引入环路，在相邻部分之间提供非常小的相位校正。因此，流经环路的电流保持相同的相位，环路的周长相当于工作波长。提出的基于超材料的环形天线的同相电流分布类似于mzr天线的同相电流分布，而mzr天线的串联电容也实现了mzr天线的同相电流分布。

图1.双口双模超材料环形天线的几何结构

表一：天线的尺寸(单位：毫米)

奇偶模态分析 ·

基于周期加载电容式电弧带和天线圆接地的环可以看作是一条具有分布辐射特性的不均匀传输线(TL)。为了确定结构的色散关系和共振特性，忽略了谐振电阻，但不影响谐振特性。因此，相应的等效传输线电路模型和等效集总元件电路模型如图2所示.

图2.(a)天线的相应等效TL电路模型（b）相应的等效电路模型

在图2(a)中，电弧带和接地的每一段都用特征阻抗Z₀以及长度来表示。在弧带中的交指槽耦合用交指型串联电容器C_L来表示。当一个端口被激励，另一个端口和它的馈电网络用在电路中心的串联电容器C_P表示。就电气长度而言，当其较小时，可进一步用其等效串联电感L_R和并联电容器C_R代替短弧带部分，如图2(b)所示。因为这个串联的交指型电容器C_L，著名的右/左手（CRLH）传输线被构造，文[14]和[15]对此作了详细的分析，从而省略了理论分析。

如图1所示，由于建议天线的结构对称性，当端口1和端口2分别处于激励状态时它的特性可以通过将环带上的电流分解成偶数模式（I_e）和 奇数模式（I_o）的叠加来分析。

图3示出了偶模情况下的等效电路模型。从T形馈电条到回路的耦合电流被分解成两个相反的方向.由于所提出的天线的对称性，电流是相等的且同相的。我们发现在中心没有电流会流过耦合电容器C_p。环中心的电流为零，我们可以把环的中心看作开路边界条件，如图3(A)所示。因此，可以得到进一步简化的电路模型，如图3(B)所示。电容器可以直接从模型中删除。

图3.(A)施加偶模激励.(B)简化集总元件电路，中心为O.C.边界条件。

在奇数模情况下，端口1处的激励可以去组合成两个相等的振幅，但处于相反的相位。由于结构的对称性，短路边界条件可以考虑在环的中心，其中端口2被放置，如图4(A)所示。因此，我们可以进一步得到两个相同的解耦电路，具有相等但相反的激励，如图4(B)所示。

图4.(A)施加奇模激励.(B)简化集总单元电路，中心为S.C.边界条件。

为了阐述设计概念，电流分布如图5所示。在图5(A)中，当端口2被激发时，当前NULL发生在端口1。电流两边是相对的。在图5(B)中，当端口1被激发时，环上的电流是近似相等的幅值和相位。

图5.模拟电流沿回路的分布。(A)在第2端口激励时采用偶数模式。

(B)在端口1处激励时的奇数模式。

模拟与测量结果

为了在相同频率范围内获得良好的阻抗匹配并最小化天线的尺寸，使用HFSS进行优化。为了验证上述分析和仿真结果的有效性，我们制作了一个原型天线，如图6所示。

图6.天线的原型：(A)顶部视图和(B)底部视图。

图7示出支持偶数模式和奇数模式的两个端口的回波 损耗的模拟和测量结果。对于奇数模式，它可以在端口1处被激励，实验测得10 dB带宽范围为2.38~2.52 GHz(5.8%)，模拟带宽为2.33~2.52 GHz(8.1%)。对于可在端口2处激发的偶模，测量的10 dB带宽范围为2.38 ~ 2.72 GHz (14.2%)，模拟带宽为2.40~2.53GHz(5.4%)。两种模式在2.40~2.52GHz(5%)的相同频带内。三个端口的回波损耗实测数据与模拟结果吻合较好。模拟结果和实测结果之间的差异可能是由于制造过程造成的。

图7.测量和模拟每个端口的返回损耗

图8显示了端口1和端口2之间等效化的模拟和测量结果。在阻抗带宽上，两个端口之间的隔离优于25 dB。总体上，测量的数据与模拟结果相吻合。以上部分的分析可以解释两个端口之间高度隔离的原因。当端口2被激发时，偶模电流分布在环上。电流在端口1的位置为零，在端口1中没有电流流动。当端口1被激发时，奇偶模式电流分布在环路上。端口2的位置电压与端口1相同，端口2没有电流流动，因此两个端口之间的隔离度较高。

图8.测量和模拟两个端口之间的隔离

在2.44GHz的测量和模拟辐射模式如图9所示。注意当测量每个端口的辐射模式时，我们必须确保其他端口匹配50Omega;负载。模拟结果与实测结果吻合较好。对于端口1，良好的磁偶极子样水平极化全方位图案在 xy平面获得了奇模辐射，如图9(A)所示。8字形辐射图奇模的平面也如图7(B)所示。对于端口2，得到了偶数模式辐射的yz平面，如图7(D)所示。辐射模式偶数模式的xy平面如图7(C)所示。这两种模式的测量增益也如图9所示。对于端口1，增益为2.1dB，最大辐射为y平面。对于端口2，最大辐射平面是 yz平面，增益为2.3dB。这两种情况下，模拟的交叉极化均优于20 dB，但由于图9的尺度，图9中模拟交叉极化的模式在图9（d）无法观察到。在这两种情况下，测量的交叉极化优于15 dB。交叉极化的辐射模式之间存在一定的差异，使测试电缆和环带平面不匹配。

图9.测量并模拟了该天线的增益方向图

第四章 仿真结果

本文成功地提出了一种用于方向分集的紧凑型双模超材料环形天线。利用混合馈电网络，具有类磁级子水平极化全方位辐射方向的偶模和奇模的辐射方向在同一频率范围被激发。因此，增益模式分集分别由奇偶模进行补偿。这两种模式的频带相同，从2.40到2.52GHz(5%)。由于环上电流的特点，在激发奇偶模的情况下，获得了优于25 dB的高隔离度。利用该天线，可以获得低轮廓、减小空间等特性，并且可以实现方向分集的电容适合于无线局域网的应用。

参考文献

1. P. S. Kildal and K. Rosengren, “Correlation and capacity of MIMO sys-tems and mutual coupling, radiation efficiency and diversity gain their antennas: Simulations and measurements in a reverberation chamber,” IEEE Commun. Mag., vol. 42, no. 12, pp. 104–112, Dec. 2004.
2. A. Forenza, W. Robert, and Heath, Jr., “Benefit of pattern diversity via two-element array of circular patch antennas in indoor clustered MIMO channels,” IEEE Trans. Commun., vol. 54, no. 5, pp. 943–954, May 2006.
3. A. Narbudowicz, X. L. Bao, and M. J. Ammann, “Dual circularly polar-ized patch antenna using even and odd feed-line modes,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 61, no. 9, pp. 4828–4831, Sep. 2013.
4. K. Hyunseong and L. Sungjoon, “Electric and magnetic loo

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