基于准开关Boost网络的隔离式高压升压型DC-DC变换器外文翻译资料

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基于准开关Boost网络的隔离式高压升压型DC-DC变换器

Minh-Khai Nguyen，Member，IEEE，Young-Cheol Lim，Member，IEEE，Joon-Ho Choi，Member，IEEE，and Geum-Bae Cho

摘要:本文提出了一种基于准开关升压网络的新型隔离式高升压DC-DC变换器。所提出的转换器具有以下特征:1)连续输入电流;2)降低隔离变压器的匝数比;3)提高可靠性，因为它可以在短路模式或开路模式下工作而不会对电源转换器造成损坏;4)变压器的初级和次级电压波形不变，但直通占空比是可变的。与基于准Z源的隔离式DC-DC转换器相比，所提出的转换器使用更少的无源元件。同时介绍了工作原理，分析，参数设计指南以及与基于准Z源的隔离式DC-DC转换器的比较。构建450W原型来测试所提出的转换器。

关键词:DC-DC电源变换、电隔离、准开关增压、准Z源、直通、升压

1.介绍

高升压DC-DC转换器通常用于将低压直流能源转换为高压直流能源，然后再将其连接到用于并网应用的直流-交流逆变器^[1]-[11]。太阳能光伏（PVs）和燃料电池（FCs）是用于功率调节系统的低压直流能源。为了将PVs或FCs互连到230-Vac单相或者3times;400-Vac住宅负载，由于其简单的控制，两级DC-DC-ac并网逆变器被广泛使用。图1描述了燃料电池应用的典型结构^[1]。燃料电池堆的直流电压通常在40-80V的范围内。为了将各种低电压转换为恒定的母线电压（单相为400V，三相为600V相位系统），使用高升压DC-DC转换器。

图1　具有不同转换阶段的FC应用的典型结构

最近，已经提出许多高升压DC-DC转换器以在隔离和非隔离拓扑中获得高电压增益。对于未提供电流隔离的非隔离拓扑，各种方法，如使用耦合电感^[2]，级联技术^[3]，开关电容^[4]，开关电感^[5]和电压倍增器单元^[6]已经用于DC-DC转换过程，以提高效率和高功率密度的级联和无变压器结构的高增压。然而，在非隔离转换器中，提供的电流隔离（在转换器的输入和输出级之间）不符合安全标准。为了解决这个问题，已经提出了许多用于高升压应用的隔离转换器。这些隔离式转换器基于与变压器集成的升压型转换器^[7]-[9]和电压升降技术^[10]获得高电压增益。它们代表两级直流-交流-直流电源转换。对于高升压隔离式DC-DC转换器，升压转换器可以在逆变器桥之前或集成在DC-AC-DC功率转换的次级阶段时实现小的升压电压，而主升压电仍在变压器具有高匝数比。为了提高转换器效率，软开关技术用于高升压隔离式DC-DC转换器^[11]-[13]。LLC谐振转换器^[11]通常用于获得开关设备的软开关。为了减少传导损耗，不要将谐振回路安装在初级侧，而是将其置于次级侧^[12]。然而，在传统的隔离式DC-DC转换器中，短路状态和开路状态不能一起存在。

在^[14]中，提出了Z源逆变器(ZSIs)，以实现具有Buck-Boost能力的单级功率转换。在ZSI中，腿中的两个电源开关可以同时接通，从而消除死区时间。ZS网路已应用于DC-AC逆变器^[14]-[15]，DC-DC转换器^[16]-[27]，AC-AC转换器^[28]和AC-DC整流器^[29]。对于DC-DC功率转换器，在[16]中提出了一系列没有电流隔离的ZS/qZS DC-DC转换器。基于ZS/qZS的隔离式DC-DC转换器在^{[17] -[27]}中有介绍。在^[18]和^[19]中，提出了一类源自电流馈电推挽式转换器的qZS DC-DC转换器，其中两个高压应力开关连接到变压器初级侧的公共地。在[20]-[25]中，ZS/qZS网络应用于全桥隔离DC-DC转换器的输入侧。对于双向功率流能力，在^[20]中使用了两个ZS网络，在^[21]中提出了分布式ZS网络DC-DC转换器，并提出了用于分布式发电的基于qZS的隔离式DC-DC转换器^[22]。图2显示了基于qZS的隔离式DC-DC转换器^[22]。 它由qZS阻抗网络，全桥逆变器，高频升压变压器，双电压整流器(VDR)和负载组成。将直通状态添加到开关状态以提升变压器的初级侧电压。当输入直流电压足够大以产生所需的输出直流母线电压时，不使用直通状态，并且转换器与传统的隔离式DC-DC转换器一样工作。在基于qZS的隔离式DC-DC转换器中，输入电流是连续的，变压器的初级侧电压是qZS中C1和C2电容的总电压。基于qZS的隔离式DC-DC转换器的输出电压可表示如下^[22]:

(1)

图2　基于准Z源的隔离式DC-DC转换器

其中和n是每个周期的直通占空比和所述变压器的匝数比。

与基于ZS的隔离式DC-DC转换器相比，基于qZS的隔离式DC-DC转换器具有诸如降低无源元件额定值和改善输入分布的优点。在^[23]零电压开关和零电流开关技术应用于基于qZS的隔离式DC-DC转换器。为了提高转换效率，在^[24]中使用有源开关代替二极管。为了在相同的升压系数下将直通占空比降低30%以上，采用级联准Z源网络^[25]和跨ZS/qZS网络的升压隔离式DC-DC转换器^[26]-[27]已被提议。基于ZS/qZS的隔离式DC-DC转换器可以在开路模式或短路模式下工作，而不会损坏开关器件。

然而， qZS逆变器中使用的两个电感器和两个电容器增加了功率转换的尺寸，重量和成本。为了减少功率转换器的重量，尺寸和成本，最近在^[30]和^[31]中提出了开关升压/准开关升压(qSB)逆变器。与qZS逆变器相比，qSB逆变器具有以下优点^[32]:使用较少的电容且电容值更低，电感较少且电感值更高;开关和二极管的额定电流较低;在具有相同寄生效应的前提下具有较高升压因子;效率更高。为了增加升压因子，开关电感器结构应用于qSB逆变器，如^[33]中所述。

在本文中，提出了一种新的基于qSB的隔离式DC-DC转换器。所提出的转换器可以在短路模式或开路模式下操作并且不会对功率转换器造成任何损坏。与基于qZS的隔离式DC-DC转换器相比，所提出的转换器使用更少的无源元件。同时本文也给出了所提出的转换器的工作原理，分析和无源元件参数设计指南以及实验结果。

2.提出的基于qSB的隔离式DC-DC转换器

图3展示了所提出的基于qSB的隔离式DC-DC转换器。所提出的转换器使用了qSB逆变器，高频升压隔离变压器，VDR和负载。它由一个电感器，三个电容器，八个二极管(包括电源开关中的四个体二极管)，四个电源开关和一个升压高频变压器组成。与基于qZS的隔离式DC-DC转换器^[22]相比，所提出的转换器多一个二极管同时少一对LC。由于输入电压直接连接到电感，因此所提出的转换器中的源电流是连续的。

图3 提出的基于qSB的隔离的DC-DC转换器

1. 连续传导模式中的电路分析(CCM)

图4 不同模式下转换器的等效电路（a）直通模式，（b）主动-负模式，（c）零模式，（d）主动-正模式

为了简化所提出的转换器的电路分析，假设以下条件:1)逆变器在CCM模式下工作;2)所有设备都是理想的，无损耗的;3)电容器的电容足够大，以保持恒定的电容器电压。图4显示了所提出的隔离式qSB DC-DC转换器的四种工作模式。在如图4(a)所示的直通模式中，所有开关都接通;该D1和D2二极管是反向偏置的。这种状态的时间间隔是，其中和Ｔ分别是直通占空比和开关周期．在直通模式期间，电感器Ｌ被充电，而电容器C1未被充电．高频变压器的初级电压-Vc．通过升压变压器后，二次电压为负，即二极管Do1是正向偏置的，二极管Do2反向偏置。在图4（a）中，通过应用基尔霍夫电压定律和基尔霍夫电流定律，我们得到了

(2)

其中，分别是在有源－负模式和负载电阻器中通过变压器的初级和次级绕组的平均电流。

　　在主动-负模式中，如图４（b）所示，S1与S4关闭，S2与S3保持导通。高频变压器的初级电压保持在-Vc。次级侧的状态不变，类似于直通模式。我们有

(3)

考虑图4(c)的零模式。S2和S4导通，S1和S3关闭。这种状态的时间间隔是，其中是零模式的占空比。变压器的初级绕组处于短路状态。变压器的二次电压为零;该Do1和Do2二极管是反向偏置的。我们得到了

(4)

在如图4（d）所示的主动-正模式中，。这种状态时间间隔是。变压器的次级侧电压为正；二极管Do1是反向偏置，二极管Do2是正向偏置。我们有

(5)

在如图4(b)-(d)所示的非击穿模式中，D1和D2二极管是正向偏置的。电感器L放电，而电容器C1是充电的。非直通模式的时间间隔是。

将伏秒平衡定律应用于电感器，在稳态下，(2)-(5)产生

(6)

变压器的初级侧电压有三个级别: Vc，0和-Vc。变压器的二次侧电压升高到 nVc，0和-nVc，其中n是隔离升压变压器的匝数比。VDR的输出由下式计算

(7)

比较(7)和(1)，所提出的转换器的输出电压增益与基于qZS的隔离DC-DC转换器的输出电压增益相同^[22]。

1. 不连续传导模式下的电路分析(DCM)

在轻负载情况下，相对低的开关频率和低电感值的情况下，所提出的转换器开始在DCM中工作。该工作模式对电容器和输出电压产生过度增强效应。

假设电源电路没有损耗，我们有

(8)

其中，和分别是输出功率，输入电流和输出电流。

将(7)代入(8)，平均输入电流也是平均电感电流，并由下式计算

(9)

从(2)和(6)，峰值电感电流为

(10)

DCM发生在以下条件:

(11)

将(9)和(10)代入到(11)，我们有

(12)

其中，

图5（a）显示了曲线图在区分CCM/DCM发挥的边界功能。当时，变换器工作在CCM模式下；当时，变换器工作在DCM模式下。

在DCM中，除了如图4所示的直通模式和非直通模式之外，转换器还有一个额外模式，其中在直通模式开始之前电感器电流达到零。将伏秒平衡定律应用于DCM中的电感器和电容器，在稳态下，(2)-(5)产生

(13)

其中是DCM中的非直通模式的总时间间隔并且lt;1-.从(2)可以看出，对于电感两端的电压，DCM中的平均电感电流表示为

(14)

从(13)和(14)，DCM中的输出电压增益通过计算

(15)

图5(b)显示了输出电压增益和直通占空比的关系n=2.5。DCM中的输出电压增益高于CCM中的输出电压增益。当Kgt;，转换器在CCM中运行。

图5　（a）Kcrit作为CCM和DCM的一个DST边界，（b）当n=2.5时输出电压增益DST

1. 脉冲宽度调制(PWM)控制

图6示出了所提出的转换器的切换模式。参考电压Vref与高频三角波形Vtri1进行比较，生成开关S1和S2的控制信号。另一个参考电压，幅度为(1-Vref)也与Vtri1比较产生了开关S3和S4的控制信号。Vref应在(0.25，0.75)的范围内，以确保有效状态的占空比大于50%。要产生直通模式，恒定电压Vsh与另一个三角波形Vtri2进行比较，相对于Vtri1相移180度。值得注意的是Vsh的范围在[Vref，1]之间。然后将直通控制信号通过或逻辑门插入开关S1和S4的控制信号中。当Vref=0.5时，转换器不能产生零电压。当Vrefgt;0.5时，通过接通S2和S4产生零电

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