混合可再生能源系统交错升压全桥三端 口变流器的分析、设计、建模与控制外文翻译资料

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混合可再生能源系统交错升压全桥三端 口变流器的分析、设计、建模与控制

IEEE成员：Maria C. Mira，张哲，Arnold Knott，Michael A.E.Andersen

摘要：本文介绍了基于交错并联Boost全桥变换器的一个孤立的直流三端口转换器（TPC）的设计、建模、和控制，它利用脉宽调节（PWM）和相移控制来设计混合可再生能源动力系统。在建议的拓扑结构中，开关由相移PWM信号驱动，其中相位角和占空比是受控的变量。两个输入之间的功率流是通过占空比控制的，而输出电压可以有效地调通过相移来调节。一次侧的MOSFET可以实现零电压开关（ZVS）而无需额外的电路。此外，由于交流输出电感，副边二极管可以在零电流开关（ZCS）条件下工作。在这项研究中，分析了该变换器的工作原理，讨论了设计中的一些考虑问题。通过对状态空间的模拟，对提出了基于交流电感的TPC的动态行为进行了调查分析。此外，派生的数学模型通过模拟和测量进行了验证。为了验证理论分析、设计和功率解耦控制方案的正确性，根据可再生能源和负载消耗的可用性，在各种模式下构建原型并进行测试。实验结果表明，两个解耦的控制变量在三端口的条件下，实现了对功率流的有效监管。

指数条款--能源存储、相位移动和占空比控制，可再生能源，状态空间模拟，三端口转换器。

一、介绍

清洁和可再生能源的应用，例如，太阳能、风能和氢能，在过去的十年里，已经成为学术界和工业界的一个焦点。由于可再生的间歇性特征，能源存储单元是为了平衡具有高的可再生能源渗透率的电力系统中的发电和消费。此外，多个能源的合并可以显著改善系统的各个方面的性能，如降低成本，从负荷波动中隔离能源，提高系统动态性能。因此，混合能量转换系统非常适合于平均功率需求低而动态负荷相对高的地方。因此，将可再生能源的元素组合在一起作为一个混合动力转换系统，以及有效地控制功率流已经成为一个有趣的话题。

为了满足不同系统的要求，各种混合系统的配置和转换器的拓扑结构已经被提出和研究了。在应用中，电流隔离是必需的，基本上可以分类为两种：多转换器转换和多端口转换。在多转换器配置中，电源转换器是并联或串联连接，以耦合能源和负载。与此相反，由于在各种不同功率端口中的元件和电路，如变压器，整流器和输出滤波器，可以沿功率转换路径作为一个共同的部分，多端口功率转换系统可以具有高功率密度和低成本。因此，多端口转换器已经在最近几年备受瞩目。获得一个孤立的多端口转换器的一般解决方法是采用磁耦合的方法，在不同的输入电源可以耦合变压器绕组或独立的变压器。在这个解决方案中，根据由输入电源的特点决定的系统的约束，多端口转换器可以由基本的高频开关元件，包括半桥（HB），全桥（FB），提高半桥（BHB）以及它们的组合来组成。基于这个原则，一些三端口双向直流-直流转换器，它可以完全隔离各种电源端口和控制功率流入或流出每个端口。然而，大量的电源开关必须使用这些转换器，从而增加了成本和体积。除了完全隔离多端口的拓扑结构，部分隔离的多输入转换器，即只有部分的输入或输出端口被完全隔离，由于结构简单，零部件少，并且易于控制，已吸引越来越多的关注。一个有BHB和FB开关单元的双输入直流–直流转换器被提出。采用两个独立的变压器，为了有效地整合电压馈电和电流馈电电源。提出了通过使一个HBH与LLC谐振槽结合，而形成一个宽增益的单向两端口谐振变换器，它可以由一个电压源代替低电压直流总线扩展到TPC。但是，由于LLC电路的特性，用来去耦功率流的控制方案将是复杂的。在研究得出一个系统的方法来得到含二极管整流器的TPC，其中一个隔离变压器的励磁电感，作为两个非隔离的电源之间的电源接口元件；但是，这种解决方案限制了变换器的输出功率能力。基于改进的反激式正向拓扑的带有占空比和相移控制的TPC，利用两个耦合电感的漏感来传递功率到输出端口。但是，在这个解决方案中，由于反激作用，从电源端口向输出负载传递功率的能力被限制了。通过一个升压转换器向相移全桥降压转换器的整合，二个三端口转换器形成了。因此，与可再生能源连接的两个非隔离的输入端口，，就与负载隔离了。通过采用占空比控制的相移，在一定的工作范围内，可以有效地控制各端口之间的解耦潮流。然而，由于所采用的输出直流电感，所有的输出整流二极管工作在硬开关条件下，承受高电压应和反向恢复损失。此外，像其他的移相控制零电压开关（ZVS）转换器，由于漏感，占空比丢失的问题仍然存在。由交错并联升压全桥变换器得到的带有占空比和移相控制的FB TPC和无桥Boost整流器被提出了。这种拓扑结构因为初级开关的180°相移控制，从而降低了输入电流纹波和输入端口的电流压力。输出端口调节是通过初级和次级开关之间的相移来实现的。因此，副边的两个额外的有源开关对于控制输出端口的功率流是必要的，同时具有高侧驱动的要求，增加了电路的复杂性。此外，副边MOSFET的二极管在硬开关电流条件下的操作产生反向恢复损耗。

本研究的目的是提出、分析、设计了一个混合可再生能源系统的TPC拓扑。如图1所示，它是来自一个带有源钳位电路的ZVS HB感应的DC–DC转换器。通过用二级电压取代ZVS电路中的钳位电容器，可以得到一个额外的输入端口。相比在[ 21 ]和[ 25 ]中的拓扑，，整流二极管实现零电流开关（ZCS）避免反向恢复损耗。此外，二极管两端的电压本质上是钳位输出电容器，因此，可以消除杂散电感引起的电压。此外，由于输出缺少直流电感，次级续流电流被限制。这种转换器是优于其LLC的，因为它调制和控制的复杂性较低。相比以前对TPC的拓扑结构的研究，用多控制参数对它的动态模拟和研究就比较少报道。本文的主要贡献是分析相移和占空比这两个控制变量和基于小信号模型变换器的系统动态之间的关系。派生的数学模型进行了验证模拟和实验测量。基于小信号模型，设计了功率流控制，转换器在不同同的操作模式下测试，即双输入（DI）模式、双输出（DO）模式，和单输入单输出（SISO）模式。

本文分为七个部分：第一节是介绍，第二节说明了提出的转换器的拓扑结构和工作原理。设计考虑和相关的指导方针在第三节中给出，第四节是动态行为研究.。潮流调节方案在第五节分析，第六节给出实验室原型的相关实验结果并加以讨论。最后，得出的结论是在第七节了。

二 电路描述和工作原理

图1所研究的拓扑由两个输入电感组成,和，一个交流电感，四个功率MOSFET -，和一个匝数比位1：n的高频变压器。交流电感是变压器原边和副边功率流通的元件，包括漏感和辅助电感。开关、和、由包含死区的互补信号驱动。和的代表输入电压；、被定义为输入电感电流；是双向交错并联Boost开关的中点之间的电压；是副边绕组的电流。为了解耦两输入和，准确地调节输出电压，占空比和移相角同时作为控制变量。电源开关的占空比是用来调节两个独立电源的功率，全桥的中点之间的相移角用来调节输出端口的功率流。

图1 混合可再生能源系统的TPC拓扑

通过占空比控制相移，并根据对可再生能源和负荷需求的可用性，该变换器可以在各种运算模式下工作：DI模式：负载需求高于可再生能源提供的能量和储能元件向负载提供的额外的能量；DO模式：输入能量高于负载功率需求和能量存储元件通过储存多余的能量来平衡；SISO模式时，能量在两个输入端口之间传输或者从一个输入端口到输出端口。

理论分析假设电感、和电容，，和足够大，死区的影响可忽略。由于操作对称性，移相角的变化范围为ϕ：0 lt; ϕlt;pi;。根据占空比和移相角的关系，有三种操作情况，基于交流电感的电流，可分为完全消磁，部分磁化，全部磁化。

图2和3显示的是交流电感完全消磁，在规定的时间间隔和每个时期的关键工作波形。第一个区间，即如图2(a)，和同时工作，充电，放电。中点AB之间的电压被钳位在-；因此，为。交流电感电流为负，如图2所示，满足

相移角的周期定义为

在区间在图2(b)，在触发工作，和充电。此区间为0。按由输出电压Vo决定的斜坡减少。定义beta;为区间周期，交流电感放电间隔Delta;T可以计算，

（3）

（4）

当交流电感电流为零，桥式整流二极管停止工作，包括第二区间。在时间内，和将继续充电，如图2(c)所示。直到在关闭。由于电感电流在前间隔期间完全消磁，在这种状态下，从原边到输出端口没有能量传输。

在区间的等效电路如图2（d）所示。可以看出，操作原理与对称，因此

ILac (t4 ) = minus;ILac (t1) . （5）

从图3所示的关键波形，可以观察到相移值Phi;应小于占空比和占空比的补值，即

Phi; lt; min [D, (1 minus; D)] . （6）

使用（1）-（4），该转换器的输出电压可以得到作为

（7）

其中参数k是由电感定义的无量纲量，输出负载和开关频率如图所示。

（8）

得到V1和V2之间的关系为

（9）

值得注意的是，在这种操作模式下，传送到输出端口的能量不直接取决于占空比。因此，在完全消磁操作模式下，从V1和V2流向输出端口的能量将完全由Phi;决定。

如果电感电流不能在M2被触发前降低到零，，交流电流将部分磁化，如图4所示。完全消磁和部分磁化的边界条件用电感电流可以描述如下：

（10）

将（4）代入（10）可得到（11）：

（11）

输入和输出端口之间的关系被定义为 （12）

以同样的方式，如果电感电流在M2关闭之前没有达到0，交流电流将完全磁化，如图4b所示。从图中电感电流的波形可以看出，这些操作模式，即部分磁化和完全磁化与消磁相比能够输送更多的能量。然而，在电感电流没有达到零的时间间隔中，在部分磁化模式[ 0 ]–T1，充分磁化模式的0-t1，和t3-t4，流经电感的相同电流原边流动，因此，返回到电源V2。因此，当输入电压和电感电流不是在同相位将产生无功功率，这将导致原边有更大的电流，因此，比消磁磁化模式产生更大的损耗。

在完全消磁操作模式执行时，部分磁化与完全磁化可以通过变换器工作间隔来分析。通过求解方程的关系 整流电感电流的平均值和负载电流（VO / RL）的关系的方程，可以得到部分磁化模式下变换器的输出电压。

与完全磁化工作模式相关的时间间隔可以根据图4b所示的波形来计算。通过解决由交流电感的压-秒平衡和整流电感电流形成的系统方程。如（14）所示，时间间隔作为相移和占空比参数的方程，可以写为：

输出电压可表示为相移值和占空比的函数表达式

（21）

部分和完全磁化操作比完全消磁模式对相同的电感值可以输送更多的能量。这是由于每个开关周期有更多电荷送到输出电容。但是，如前所述，由于产生了无功功率，这些操作模式将电流从变换器的副边送到原边，它损害了步进应用中的效率。此外，它通过比较（7）和（21）可以看出，当转换器离开完全消磁模式，变换器的输出电压不再完全由移相角控制。这一特点增加了双功率流逆变器的控制策略的实现难度。考虑到上述特点，完全退磁交流电感电流是首选的操作模式。

三 设计考虑

在这一部分中，讨论完全退磁模式软开关操作和主开关的均方根电流分布的一些设计准则。

A 软交换的限制

该转换器，不同于传统的移相全桥（PSFB）ZVS变换器，具有相对更复杂的开关性能分析输入电感电流、。在MOSFET的反并联二极管在MOSFET出发之前工作的前提下，可以推导出ZVS。换句话说，主设备在正向电流流过时关闭，电流向正向二极管转移，这使得下一个工作的MOSFET能够在零电压的情况下转换状态。因此，当相应的MOSFET被触发时，通过MOSFET –的电流必须是反向的。考虑到MOSFET的输出电容中存储的能量，为了在开始获得ZVS，下面的关系必须满足：

（22）

其中

如图4所示的波形，，D＞0.5，当输入电压提供能量给负载，超前半桥的不能在ZVS工作。然而，如果图5所示的限制条件能够满足，那么在滞后半桥中的可以实现ZVS。图5中可以观察到，随着流到输出端口的功率增加，因为反向的交流电感峰值电流的增加，的打开状态向ZVS转变。然而，由于不断增大，持续增大输入端口流向双向端口的功率有相反的影响。观察输入电感和交流电感值对ZVS的影响是重要的。增加的电感值降低了ZVS区域，输入电感电流纹波的减少使得增大，减少因为交流电感值增大。对于高边开关和，因为他们在交错式升压阶段作为同步整流器，所以都可以在零电压下工作，因为交流电感电流在等于零并且在总是正的。

B MOSFET和二极管的选择

像所有的半桥式升压变换器，电流在MOSFET初级侧的分布是不均匀的。在转换器中，由于可变移相角，对电流有效值分布的分析更加复杂。如果ϕ=pi;，MOSFET的电流有效值可以计算如下：

根据图3（1-4）所示的的工作波形，可以得到交流电感有效值

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